Circuits et projets FET simples

Le Transistor à effet de champ ou FET est un dispositif semi-conducteur à 3 bornes qui est utilisé pour commuter des charges CC haute puissance via des entrées d'alimentation négligeables.

Le FET est livré avec des caractéristiques uniques telles qu'une impédance d'entrée élevée (en mégohms) et avec une charge presque nulle sur une source de signal ou sur l'étage précédent attaché.

Le FET présente un niveau élevé de transconductance (1000 à 12000 microohms, en fonction de la marque et des spécifications du fabricant) et la fréquence de fonctionnement maximale est également élevée (jusqu'à 500 MHz pour de nombreuses variantes).

J'ai déjà discuté du fonctionnement et des caractéristiques du FET dans l'un de mes articles précédents que vous pouvez parcourir pour un examen détaillé de l'appareil.

Dans cet article, nous discuterons de certains circuits d'application intéressants et utiles utilisant des transistors à effet de champ. Tous ces circuits d'applications présentés ci-dessous exploitent les caractéristiques d'impédance d'entrée élevée du FET pour créer des circuits et des projets électroniques extrêmement précis, sensibles et à large gamme.

Préamplificateur audio

Les FET fonctionnent très bien pour faire mini amplificateurs AF parce qu'il est petit, il offre une impédance d'entrée élevée, il ne nécessite qu'une infime quantité de courant continu et il offre une excellente réponse en fréquence.

Les amplificateurs AF basés sur FET, dotés de circuits simples, offrent un excellent gain de tension et peuvent être construits suffisamment petits pour être logés dans une poignée de micro ou dans une sonde de test AF.

Ceux-ci sont souvent introduits dans différents produits entre les étapes dans lesquelles une augmentation de la transmission est nécessaire et où les circuits prédominants ne doivent pas être sensiblement chargés.

La figure ci-dessus montre le circuit d'un étage unique, amplificateur à un transistor présentant les nombreux avantages du FET. La conception est un mode de source commune qui est comparable à et un circuit BJT à émetteur commun .

L'impédance d'entrée de l'ampli est d'environ 1M introduit par la résistance R1. Le FET indiqué est un appareil peu coûteux et facilement disponible.

Le gain de tension de l'amplificateur est de 10. L'amplitude optimale du signal d'entrée juste avant l'écrêtage de crête du signal de sortie est d'environ 0,7 volt rms, et l'amplitude de tension de sortie équivalente est de 7 volts rms. À 100% des spécifications de fonctionnement, le circuit tire 0,7 mA via l'alimentation CC 12 volts.

En utilisant un seul FET, la tension du signal d'entrée, la tension du signal de sortie et le courant de fonctionnement CC peuvent varier dans une certaine mesure entre les valeurs fournies ci-dessus.

Aux fréquences comprises entre 100 Hz et 25 kHz, la réponse de l'amplificateur est à 1 dB de la référence de 1000 Hz. Toutes les résistances peuvent être de type 1/4 watt. Les condensateurs C2 et C4 sont des boîtiers électrolytiques de 35 volts, et les condensateurs C1 et C3 pourraient être à peu près n'importe quel appareil basse tension standard.

Une alimentation par batterie standard ou toute alimentation CC appropriée fonctionne extrêmement bien l'amplificateur FET peut également être alimenté par l'énergie solaire par deux modules solaires en silicium fixés en série.

Si cela est souhaitable, une commande de gain constamment réglable pourrait être mise en œuvre en remplaçant un potentiomètre de 1 mégohm pour la résistance R1. Ce circuit fonctionnerait bien comme préamplificateur ou comme amplificateur principal dans de nombreuses applications exigeant une amplification du signal de 20 dB sur toute la gamme musicale.

L'impédance d'entrée accrue et l'impédance de sortie modérée répondront probablement à la majorité des spécifications. Pour les applications à très faible bruit, le FET indiqué pourrait être remplacé par un FET correspondant standard.

Circuit amplificateur FET à 2 étages

Le diagramme suivant ci-dessous présente le circuit d'un amplificateur FET à deux étages qui implique deux étages similaires couplés RC, similaires à ce qui a été discuté dans le segment ci-dessus.

Ce circuit FET est conçu pour fournir une forte amplification (40 dB) à tout signal AF modeste, et pourrait être appliqué à la fois individuellement ou introduit en tant qu'étage dans un équipement nécessitant cette capacité.

L'impédance d'entrée du circuit amplificateur FET à 2 étages est d'environ 1 mégohm, déterminée par la valeur de résistance d'entrée R1. Le gain de tension tout autour de la conception est de 100, bien que ce nombre puisse varier relativement vers le haut ou vers le bas avec des FET spécifiques.

L'amplitude du signal d'entrée la plus élevée avant l'écrêtage de crête du signal de sortie est de 70 mV rms, ce qui donne une amplitude de signal de sortie de 7 volts rms.

En mode de fonctionnement complet, le circuit peut consommer environ 1,4 mA via la source CC de 12 volts, mais ce courant peut changer un peu en fonction des caractéristiques des FET spécifiques.

Nous n'avons pas trouvé la nécessité d'inclure un filtre de découplage entre les étages, car ce type de filtre pourrait entraîner une réduction du courant d'un étage. La réponse en fréquence de l'appareil a été testée à plat à ± 1 dB du niveau de 1 kHz, de 100 Hz à mieux que 20 kHz.

Etant donné que l’étage d’entrée s’étend «grand ouvert», il pourrait y avoir une possibilité de bourdonnement, à moins que cet étage et les bornes d’entrée ne soient correctement blindés.

Dans des situations persistantes, R1 pourrait être réduit à 0,47 Meg. Dans les situations où l'amplificateur doit créer une charge plus petite de la source de signal, R1 pourrait être augmenté à des valeurs très grandes jusqu'à 22 mégohms, étant donné que l'étage d'entrée est extrêmement bien blindé.

Cela dit, une résistance supérieure à cette valeur peut faire en sorte que la valeur de résistance devienne identique à la valeur de résistance de jonction FET.

Oscillateur à cristal non accordé

Un circuit oscillateur à cristal de type Pierce, utilisant un seul transistor à effet de champ, est illustré dans le schéma suivant. Un oscillateur à cristal de type Pierce présente l'avantage de fonctionner sans réglage. Il a juste besoin d'être attaché avec un cristal, puis alimenté avec une alimentation CC, pour extraire une sortie RF.

Le non accordé Oscillateur à cristal est appliqué dans les émetteurs, les générateurs d'horloge, les frontaux de récepteur de testeurs de cristal, les marqueurs, les générateurs de signaux RF, les spotters de signaux (normes de fréquence secondaires) et plusieurs systèmes associés. Le circuit FET montrera une tendance de démarrage rapide pour les cristaux qui sont mieux adaptés pour le réglage.

Le circuit de l'oscillateur non accordé FET consomme environ 2 mA de la source de 6 volts CC. Avec cette tension source, la tension de sortie RF en circuit ouvert est d'environ 4% volts efficaces. Des tensions d'alimentation CC jusqu'à 12 volts pourraient être appliquées, avec une sortie RF augmentée en conséquence.

Pour savoir si le oscillateur fonctionne, fermez le commutateur S1 et branchez un voltmètre RF aux bornes de sortie RF. Dans le cas où un compteur RF n'est pas accessible, vous pouvez utiliser n'importe quel voltmètre CC à haute résistance shunté de manière appropriée via une diode au germanium à usage général.

Si l'aiguille du compteur vibre, cela indiquera le fonctionnement du circuit et l'émission RF. Une approche différente pourrait être de connecter l'oscillateur aux bornes d'antenne et de masse d'un récepteur CW qui pourrait être réglé avec la fréquence du cristal afin de déterminer les oscillations RF.

Pour éviter un fonctionnement défectueux, il est fortement recommandé que l'oscillateur Pierce fonctionne avec la gamme de fréquences spécifiée du cristal lorsque le cristal est une fréquence fondamentale coupée.

Si des cristaux harmoniques sont utilisés, la sortie n'oscille pas à la fréquence nominale des cristaux, mais à la fréquence la plus basse déterminée par les proportions des cristaux. Afin de faire fonctionner le cristal à la fréquence nominale d'un cristal harmonique, l'oscillateur doit être du type accordé.

Oscillateur à cristal réglé

La figure A ci-dessous indique le circuit d'un oscillateur à cristal de base conçu pour fonctionner avec la plupart des variétés de cristaux. Le circuit est réglé à l'aide d'un tournevis réglable à l'intérieur de l'inductance L1.

Cet oscillateur peut être facilement personnalisé pour des applications telles que les systèmes de communication, d'instrumentation et de contrôle. Il pourrait même être utilisé comme émetteur alimenté par les puces, pour les communications ou le contrôle de modèles RC.

Dès que le circuit résonnant, L1-C1, est accordé à la fréquence du cristal, l'oscillateur commence à tirer environ 2 mA de la source de 6 volts CC. La tension de sortie RF en circuit ouvert associée est d'environ 4 volts rms.

La consommation de courant de drain sera réduite avec des fréquences de 100 kHz par rapport aux autres fréquences, en raison de la résistance de l'inductance utilisée pour cette fréquence.

La figure suivante (B) illustre une liste d'inductances industrielles à réglage direct (L1) qui fonctionnent extrêmement bien avec ce circuit oscillateur FET.

Les inductances sont sélectionnées pour la fréquence normale de 100 kHz, les 5 bandes de radio amateur et la bande des citoyens de 27 MHz.Néanmoins, une plage d'inductance considérable est prise en charge par la manipulation du bouchon de chaque inducteur, et une plage de fréquences plus large que les bandes suggérées dans la table pourrait être acquise avec chaque inducteur unique.

L'oscillateur peut être réglé sur la fréquence de votre cristal simplement en tournant le bouchon vers le haut / bas de l'inducteur (L1) pour obtenir une déviation optimale du voltmètre RF connecté entre les bornes de sortie RF.

Une autre méthode serait, pour régler le L1 avec un 0 - 5 DC branché au point X: Ensuite, ajustez le slug L1 jusqu'à ce qu'une baisse agressive soit vue sur la lecture du compteur.

La fonction de réglage du slug vous offre une fonction réglée avec précision. Dans les applications dans lesquelles il devient essentiel de régler l'oscillateur fréquemment en utilisant un étalonnage réinitialisable, un condensateur réglable de 100 pF doit être utilisé au lieu de C2, et le slug utilisé uniquement pour fixer la fréquence maximale de la plage de performances.

Oscillateur audio à décalage de phase

L'oscillateur à déphasage est en fait un circuit accordé à résistance-capacité facile qui est apprécié pour son signal de sortie cristallin (signal sinusoïdal de distorsion minimale).

Le transistor à effet de champ FET est le plus favorable pour ce circuit, car l'impédance d'entrée élevée de ce FET ne produit pratiquement aucune charge de l'étage RC déterminant la fréquence.

La figure ci-dessus montre le circuit d'un oscillateur AF à déphasage fonctionnant avec un FET solitaire. Dans ce circuit particulier, la fréquence dépend du 3 broches Circuit de déphasage RC (C1-C2-C3-R1-R2-R3) qui donne à l'oscillateur son nom spécifique.

Pour le déphasage de 180 ° prévu pour l'oscillation, les valeurs de Q1, R et C dans la ligne de rétroaction sont choisies de manière appropriée pour générer un décalage de 60 ° sur chaque broche individuelle (R1-C1, R2-C2 et R3-C3) entre le drain et la grille du FET Q1.

Par commodité, les capacités sont sélectionnées pour être égales en valeur (C1 = C2 = C3) et les résistances sont également déterminées avec des valeurs égales (R1 = R2 = R3).

La fréquence de la fréquence du réseau (et d'ailleurs la fréquence d'oscillation de la conception) sera dans ce cas f = 1 / (10,88 RC). où f est en hertz, R en ohms et C en farads.

Avec les valeurs présentées dans le schéma de circuit, la fréquence en conséquence est de 1021 Hz (pour précisément 1000 Hz avec les condensateurs 0,05 uF, R1, R2 et R3 individuellement doivent être de 1838 ohms). Tout en jouant avec un oscillateur à déphasage, il peut être préférable d'ajuster les résistances par rapport aux condensateurs.

Pour une capacité connue (C), la résistance correspondante (R) pour obtenir une fréquence désirée (f) sera R = 1 / (10,88 f C), où R est en ohms, f en hertz et C en farads.

Par conséquent, avec les condensateurs de 0,05 uF indiqués sur la figure ci-dessus, la résistance nécessaire pour 400 Hz = 1 / (10,88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0,0002176 = 4596 ohms. Le FET 2N3823 délivre la grande transconductance (6500 / umho) nécessaire pour un fonctionnement optimal du circuit oscillateur à déphasage FET.

Le circuit tire environ 0,15 mA à travers la source de 18 volts CC et la sortie AF en circuit ouvert est d'environ 6,5 volts rms. Toutes les résistances utilisées dans le circuit ont une valeur nominale de 1/4 watt à 5%. Les condensateurs C5 et C6 peuvent être n'importe quel appareil basse tension pratique.

Le condensateur électrolytique C4 est en fait un appareil de 25 volts. Pour assurer une fréquence stable, les condensateurs Cl, C2 et C3 doivent être de la meilleure qualité et soigneusement adaptés à la capacité.

Récepteur super régénératif

Le diagramme suivant révèle le circuit d'une forme d'auto-extinction de récepteur super-régénératif construit à l'aide d'un transistor à effet de champ VHF 2N3823.

En utilisant 4 bobines différentes pour L1, le circuit détectera et commencera rapidement à recevoir les signaux de la bande amateur de 2, 6 et 10 mètres et peut-être même le spot de 27 MHz. Les détails de la bobine sont indiqués ci-dessous:

• Pour recevoir une bande de 10 mètres, ou une bande de 27 MHZ, utilisez une inductance L1 = 3,3 uH à 6,5 uH, sur un formeur en céramique, un noyau de noyau de fer en poudre.
• Pour recevoir une bande de 6 mètres, utilisez une inductance L1 = 0,99 uH à 1,5 uH, 0,04 sur une forme en céramique et un bouchon de fer.
• Pour recevoir un vent de bande amateur L1 de 2 mètres avec 4 tours de fil nu n ° 14 enroulé à l'air de 1/2 pouce de diamètre.

La gamme de fréquences permet au récepteur spécifiquement pour les communications standard ainsi que pour la commande de modèle radio. Tous les inducteurs sont des boîtiers solitaires à 2 bornes.

Le 27 MHz et les inductances de 6 et 10 mètres sont des unités ordinaires à réglage limité qui doivent être installées sur des prises à deux broches pour un branchement ou un remplacement rapide (pour les récepteurs monobande, ces inductances peuvent être soudées en permanence sur le PCB).

Cela dit, la bobine de 2 mètres doit être enroulée par l'utilisateur, et celle-ci doit également être fournie avec une prise de base de type enfichable, à l'exception d'un récepteur à bande unique.

Un réseau de filtres comprenant (RFC1-C5-R3) élimine l'ingrédient RF du circuit de sortie du récepteur, tandis qu'un filtre supplémentaire (R4-C6) atténue la fréquence d'extinction. Un inducteur de 2,4 uH approprié pour le filtre RF.

Comment configurer

Pour vérifier le circuit super-régénératif au début:
1- Connectez les casques haute impédance aux fentes de sortie AF.
2- Réglez le potentiomètre de contrôle de volume R5 à son niveau de sortie le plus élevé.
3- Ajustez le pot de commande de régénération R2 à sa limite la plus basse.
4- Ajustez le condensateur d'accord C3 à son niveau de capacité le plus élevé.
5- Appuyez sur l'interrupteur S1.
6- Continuez à déplacer le potentiomètre R2 jusqu'à ce que vous trouviez un fort sifflement à un point précis du potentiomètre, ce qui indique le début de la super-régénération. Le volume de ce sifflement sera assez constant lorsque vous ajustez le condensateur C3, mais il devrait s'améliorer un peu lorsque R2 est déplacé vers le niveau le plus élevé.

7-Suivant Branchez l'antenne et les connexions de masse. Si vous constatez que la connexion de l'antenne cesse de siffler, réglez avec précision le condensateur de réglage de l'antenne C1 jusqu'à ce que le sifflement revienne. Vous devrez régler cette tondeuse avec un tournevis isolé, une seule fois pour activer la gamme de toutes les bandes de fréquences.
8- À présent, syntonisez les signaux dans chaque station, en observant l'activité AGC du récepteur et la réponse audio du traitement de la parole.
9-Le cadran de syntonisation du récepteur, monté sur C3 peut être calibré à l'aide d'un générateur de signal AM fixé à l'antenne et aux bornes de masse.
Branchez des écouteurs haute impédance ou un voltmètre AF sur les bornes de sortie AF, à chaque réglage du générateur, ajustez C3 pour obtenir un niveau optimal de crête audio.

Les fréquences supérieures dans les bandes de 10 mètres, 6 mètres et 27 MHz pourraient être positionnées au même endroit sur l'étalonnage C3 en modifiant les boulons de vis dans les bobines associées, en utilisant le générateur de signal fixé à la fréquence correspondante et ayant C3 fixé au point requis proche de la capacité minimale.

La bobine de 2 mètres, néanmoins, est sans limace et doit être modifiée en serrant ou en étirant son enroulement pour l'aligner avec la fréquence de la bande supérieure.

Le constructeur doit garder à l'esprit que le récepteur super-régénératif est en fait un radiateur agressif d'énergie RF et peut sérieusement entrer en conflit avec d'autres récepteurs locaux réglés sur la même fréquence.

Le trimmer de couplage d'antenne, C1, permet de fournir un peu d'atténuation de ce rayonnement RF et cela pourrait également entraîner une baisse de la tension de la batterie à la valeur minimale qui permettra néanmoins de gérer une sensibilité et un volume audio décents.

Un amplificateur radiofréquence alimenté devant le super-régénérateur est un moyen extrêmement productif pour réduire les émissions RF.

Voltmètre DC électronique

La figure suivante montre le circuit d'un voltmètre CC électronique symétrique avec une résistance d'entrée (qui comprend la résistance de 1 mégohm dans la sonde blindée) de 11 mégohms.

L'unité consomme environ 1,3 mA à partir d'une batterie de 9 volts intégrée, B, pouvant ainsi rester opérationnelle pendant de longues périodes. Cet appareil est spécialisé dans la mesure de 0 à 1000 volts dans 8 gammes: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 et O-1000 volts.

Le diviseur de tension d'entrée (commutation de plage), les résistances nécessaires sont constituées de résistances de valeur de stock connectées en série qui doivent être déterminées avec prudence pour obtenir des valeurs de résistance aussi proches que possible des valeurs représentées.

Dans le cas où des résistances de type instrument de précision peuvent être obtenues, la quantité de résistances dans ce fil peut être réduite de 50%. Signification, pour R2 et R3, remplacez 5 Meg. pour R4 et R5, 4 Meg. pour R6 et R7, 500 K pour R8 et R9, 400 K pour R10 et R11, 50 K pour R12 et R13, 40K pour R14 et R15, 5 K et pour R16 et R17,5 K.

Ce bien équilibré Circuit de voltmètre CC ne présente presque aucune dérive nulle, tout type de dérive dans FET Q1 est automatiquement contré par une dérive d'équilibrage en Q2. Les connexions drain-source internes des FET, ainsi que les résistances R20, R21 et R22, créent un pont de résistance.

Le microampèremètre d'affichage M1 fonctionne comme le détecteur dans ce réseau de pont. Lorsqu'une entrée de signal zéro est appliquée au circuit du voltmètre électronique, le compteur M1 est défini à zéro en ajustant l'équilibre de ce pont à l'aide du potentiomètre R21.

Si une tension continue est fournie par la suite aux bornes d'entrée, provoque un déséquilibre dans le pont, en raison de la modification de la résistance drain-source interne des FET, ce qui entraîne une déviation proportionnelle sur la lecture du compteur.

Le Filtre RC créé par R18 et C1 aide à éliminer le bourdonnement et le bruit CA détectés par la sonde et les circuits de commutation de tension.

Conseils d'étalonnage préliminaires

Application d'une tension nulle aux bornes d'entrée:
1 Allumez S2 et réglez le potentiomètre R21 jusqu'à ce que le compteur M1 indique zéro sur l'échelle. Vous pouvez régler le sélecteur de gamme S1 à n'importe quel endroit de cette étape initiale.

2- Positionnez l'interrupteur de plage à son emplacement 1 V.
3- Raccordez une alimentation CC de 1 V mesurée avec précision aux bornes d'entrée.
4- Ajustez la résistance de contrôle d'étalonnage R19 pour obtenir une déviation précise à pleine échelle sur le compteur M1.
5- Retirez brièvement la tension d'entrée et vérifiez si le compteur reste toujours au point zéro. Si vous ne le voyez pas, réinitialisez R21.
6- Mélangez entre les étapes 3, 4 et 5 jusqu'à ce que vous voyiez une déviation à pleine échelle sur le compteur en réponse à une alimentation d'entrée de 1 V, et l'aiguille revient à la marque zéro dès que l'entrée 1 V est supprimée.

Le rhéostat R19 ne nécessitera aucune configuration répétée une fois les procédures ci-dessus mises en œuvre, à moins bien sûr que son réglage ne soit déplacé d'une manière ou d'une autre.

R21 qui est destiné à la mise à zéro peut nécessiter une réinitialisation peu fréquente. Dans le cas où les résistances de plage R2 à R17 sont des résistances de précision, cet étalonnage à une seule plage sera juste assez de plages restantes pour entrer automatiquement dans la plage d'étalonnage.

Un cadran de tension exclusif pourrait être esquissé pour le compteur, ou l'échelle déjà présente de 0 à 100 uA pourrait être marquée en volts en imaginant le multiplicateur approprié sur tous sauf la plage de 0 à 100 volts.

Voltmètre haute impédance

Un voltmètre avec une impédance incroyablement élevée pourrait être construit grâce à un amplificateur à transistor à effet de champ. La figure ci-dessous représente un circuit simple pour cette fonction, qui peut être rapidement personnalisé en un appareil amélioré.

En l'absence d'une entrée de tension, R1 préserve la porte FET au potentiel négatif, et VR1 est défini pour garantir que le courant d'alimentation via le compteur M est minimal. Dès que la porte FET est alimentée en tension positive, le compteur M indique le courant d'alimentation.

La résistance R5 est uniquement positionnée comme une résistance de limitation de courant, afin de protéger le compteur.

Si 1 mégohm est utilisé pour R1 et des résistances de 10 mégohm pour R2, R3 et R4 permettront au compteur de mesurer des plages de tension comprises entre environ 0,5 V et 15 V.

Le potentiomètre VR1 peut être normalement 5k

La charge imposée par le compteur sur un circuit 15v va être une haute impédance, plus de 30 mégohms.

L'interrupteur S1 est utilisé pour sélectionner différentes plages de mesure. Si 100 uA mètre est utilisé, alors R5 pourrait être de 100 k.

Le compteur peut ne pas fournir une échelle linéaire, bien qu'un étalonnage spécifique puisse être facilement créé à l'aide d'un pot et d'un voltmètre, ce qui permet au dispositif de mesurer toutes les tensions souhaitées à travers les cordons de test.

Compteur de capacité à lecture directe

La mesure rapide et efficace des valeurs de capacité est la principale caractéristique du circuit présenté dans le schéma ci-dessous.

Ce capacimètre met en œuvre ces 4 plages distinctes 0 à 0,1 uF 0 à 200 uF, 0 à 1000 uF, 0 à 0,01 uF et 0 à 0,1 uF. La procédure de fonctionnement du circuit est assez linéaire, ce qui permet un étalonnage facile de l'échelle du micro-ampèremètre 0 - 50 DC M1 en picofarads et microfarads.

Une capacité inconnue branchée dans les fentes X-X par la suite pourrait être mesurée directement à travers le compteur, sans avoir besoin d'aucune sorte de calculs ou de manipulations d'équilibrage.

Le circuit nécessite environ 0,2 mA via une batterie intégrée de 18 volts, B.Dans ce circuit de mesure de capacité particulier, les deux FET (Q1 et Q2) fonctionnent dans un mode multivibrateur couplé au drain standard.

La sortie multivibrateur, obtenue à partir du drain Q2, est une onde carrée d'amplitude constante avec une fréquence principalement déterminée par les valeurs des condensateurs C1 à C8 et des résistances R2 à R7.

Les capacités sur chacune des plages sont sélectionnées de manière identique, tandis que la même chose est faite pour la sélection des résistances également.

Un 6 pôles. 4 positions. Le commutateur rotatif (S1-S2-S3-S4-S5-S6) sélectionne les condensateurs et les résistances multivibrateurs appropriés ainsi que la combinaison de résistances de mesure-circuit nécessaire pour fournir la fréquence de test pour une plage de capacité sélectionnée.

L'onde carrée est appliquée au circuit du compteur via le condensateur inconnu (connecté aux bornes X-X). Vous n'avez pas à vous soucier du réglage du zéro du compteur car l'aiguille du compteur peut s'attendre à rester au zéro tant qu'un condensateur inconnu n'est pas branché dans les emplacements X-X.

Pour une fréquence d'onde carrée sélectionnée, la déflexion de l'aiguille du compteur génère une lecture directement proportionnelle à la valeur de la capacité inconnue C, avec une réponse agréable et linéaire.

Par conséquent, si l'étalonnage préliminaire du circuit est mis en œuvre à l'aide d'un condensateur de 1000 pF identifié avec précision attaché aux bornes XX, et que le commutateur de plage est positionné sur la position B et que le pot d'étalonnage R11 est réglé pour obtenir une déviation exacte à pleine échelle sur le compteur M1 , alors le multimètre mesurera sans aucun doute la valeur de 1000 pF à sa déviation pleine échelle.

Depuis la proposition circuit de compteur de capacité fournir une réponse linéaire à son, on peut s'attendre à ce que 500 pF se lisent à environ la moitié de l'échelle du cadran du compteur, 100 pF à l'échelle 1/10, et ainsi de suite.

Pour les 4 gammes du mesure de capacité , la fréquence du multivibrateur peut être basculée sur les valeurs suivantes: 50 kHz (0 à 200 pF), 5 kHz (0 à 1000 pF), 1000 Hz (0 à 0,01 uF) et 100 Hz (0 à 0,1 uF).

Pour cette raison, les segments de commutation S2 et S3 permutent les condensateurs multivibrateurs avec des ensembles équivalents à l'unisson avec des sections de commutation S4 et S5 qui commutent les résistances multivibrateur par des paires équivalentes.

Les condensateurs déterminant la fréquence doivent être adaptés par paires de capacité: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7 et C4 = C8. De même, les résistances déterminant la fréquence doivent être adaptées par paires: R2 = R5. R3 = R6 et R4 = R7.

Les résistances de charge R1 et R8 au drain FET doivent également être adaptées de manière appropriée. Les pots R9. Les R11, R13 et R15 qui sont utilisés pour l'étalonnage doivent être de type bobiné et comme ils sont ajustés uniquement à des fins d'étalonnage, ils pourraient être installés à l'intérieur de l'enceinte du circuit et équipés d'arbres fendus pour permettre le réglage à l'aide d'un tournevis.

Toutes les résistances fixes (R1 à R8. R10, R12. R14) doivent être de 1 watt.

Calibrage initial

Pour commencer le processus d'étalonnage, vous aurez besoin de quatre condensateurs parfaitement connus, à très faible fuite, ayant les valeurs: 0,1 uF, 0,01 uF, 1000 pF et 200 pF,
1-En maintenant l'interrupteur de gamme en position D, insérez le condensateur 0,1 uF aux bornes X-X.
2-interrupteur sur S1.

Une carte de compteur distincte peut être dessinée, ou des nombres peuvent être écrits sur le cadran de fond du micro-ampèremètre existant pour indiquer des plages de capacité de 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0,01 uF et 0-0 1 uF.

Au fur et à mesure que le capacimètre est utilisé, vous pourriez penser qu'il est nécessaire de connecter un condensateur inconnu aux bornes X-X allumer S1 pour tester la lecture de la capacité sur le compteur. Pour une plus grande précision, il est conseillé d'intégrer la plage qui permettra la déviation autour de la partie supérieure de l'échelle du compteur.

Mesureur de champ

Le circuit FET ci-dessous est conçu pour détecter la force de toutes les fréquences à moins de 250 MHz ou peut être encore plus élevée parfois.

Un petit bâton métallique, une tige, une antenne télescopique détecte et reçoit l'énergie radiofréquence. Le D1 redresse les signaux et fournit une tension positive à la porte FET, sur R1. Ce FET fonctionne comme un amplificateur CC. Le pot «Set Zero» pourrait être n'importe quelle valeur entre 1k et 10k.

Lorsqu'aucun signal d'entrée RF n'est présent, il ajuste le potentiel de porte / source de telle sorte que le compteur affiche simplement un petit courant, qui augmente proportionnellement en fonction du niveau du signal RF d'entrée.

Pour obtenir une sensibilité plus élevée, un compteur de 100 uA peut être installé. Sinon, un compteur à faible sensibilité comme 25uA, 500uA ou 1mA pourrait également fonctionner assez bien et fournir les mesures de force RF requises.

Si la mesureur de champ est nécessaire pour tester uniquement VHF, une self VHF devra être incorporée, mais pour une application normale autour de basses fréquences, une self à ondes courtes est essentielle. Une inductance d'environ 2,5 mH fera le travail jusqu'à 1,8 MHz et des fréquences plus élevées.

Le circuit de mesure d'intensité de champ FET pourrait être construit à l'intérieur d'une boîte métallique compacte, avec l'antenne étendue à l'extérieur de l'enceinte, verticalement.

Pendant le fonctionnement, le dispositif permet de régler un amplificateur final d'émetteur et des circuits d'antenne, ou le réalignement de la polarisation, de la commande et d'autres variables, pour confirmer une sortie rayonnée optimale.

Le résultat des ajustements peut être observé à travers la forte déviation vers le haut ou le plongement de l'aiguille du compteur ou la lecture sur le mesureur de champ.

Détecteur d'humidité

Le circuit FET sensible démontré ci-dessous reconnaîtra l'existence d'humidité atmosphérique. Tant que le pad sensible est exempt d'humidité, sa résistance sera excessive.

Par contre, la présence d'humidité sur le tampon abaissera sa résistance, donc TR1 permettra la conduction du courant au moyen de P2, faisant que la base de TR2 devienne positive. Cette action activera le relais.

VR1 permet le réalignement du niveau où TR1 passe à ON, et décide donc de la sensibilité du circuit. Cela pourrait être fixé à un niveau extrêmement élevé.

Le pot VR2 permet d'ajuster le courant du collecteur, pour garantir que le courant à travers la bobine de relais est très faible pendant les périodes où le plot de détection est sec.

TR1 peut être le 2N3819 ou tout autre FET commun, et TR2 peut être un BC108 ou un autre transistor NPN ordinaire à gain élevé. Le tampon de détection est rapidement produit à partir de 0,1 pouce ou 0,15 pouce de circuit imprimé à circuit imprimé perforé avec une feuille conductrice à travers les rangées de trous.

Une carte mesurant 1 x 3 pouces est adéquate si le circuit est utilisé comme détecteur de niveau d'eau, cependant une carte de taille plus importante (peut-être 3 x 4 pouces) est recommandée pour activer le FET détection d'humidité , surtout pendant la saison des pluies.

L'unité d'avertissement peut être n'importe quel dispositif souhaité tel qu'un voyant lumineux, une cloche, un buzzer ou un oscillateur sonore, et ceux-ci pourraient être intégrés à l'intérieur de l'enceinte, ou positionnés à l'extérieur et être connectés via un câble d'extension.

Régulateur de tension

Le simple régulateur de tension FET expliqué ci-dessous offre une efficacité raisonnablement bonne en utilisant un minimum de pièces. Le circuit fondamental est illustré ci-dessous (en haut).

Tout type de variation de la tension de sortie induite par une modification de la résistance de charge modifie la tension grille-source du f.e.t. via R1 et R2. Cela conduit à un changement compensateur du courant de drain. Le rapport de stabilisation est fantastique ( ≈ 1000) cependant la résistance de sortie est assez élevée R0> 1 / (YFs> 500Ω) et le courant de sortie est en fait minimal.

Pour vaincre ces anomalies, le fond amélioré circuit régulateur de tension peut être utilisé. La résistance de sortie est considérablement diminuée sans compromettre le rapport de stabilisation.

Le courant de sortie maximal est limité par la dissipation admissible du dernier transistor.

La résistance R3 est sélectionnée pour créer un courant de repos de quelques mA dans TR3. Une bonne configuration de test appliquant les valeurs indiquées a provoqué une altération de moins de 0,1 V même lorsque le courant de charge variait de 0 à 60 mA à une sortie de 5 V. L'impact de la température sur la tension de sortie n'a pas été examiné, mais il pourrait éventuellement être maintenu sous contrôle grâce à une sélection appropriée du courant de drain du f.e.t.

Mélangeur audio

Vous pouvez parfois être intéressé par un fondu entrant ou sortant ou mélanger quelques signaux audio à des niveaux personnalisés. Le circuit présenté ci-dessous peut être utilisé pour atteindre cet objectif. Une entrée particulière est associée à la prise 1 et la seconde à la prise 2. Chaque entrée est conçue pour accepter des impédances élevées ou autres, et possède une commande de volume indépendante VR1 et VR2.

Les résistances R1 et R2 offrent une isolation par rapport aux pots VR1 et VR2 pour garantir qu'un réglage le plus bas de l'un des pots ne met pas à la terre le signal d'entrée de l'autre pot. Une telle configuration est appropriée pour toutes les applications standard, utilisant des microphones, un micro, un tuner, un téléphone portable, etc.

Le FET 2N3819 ainsi que d'autres FET audio et à usage général fonctionneront sans aucun problème. La sortie doit être un connecteur blindé, via C4.

Contrôle simple de la tonalité

Les commandes de tonalité de musique variables permettent la personnalisation de l'audio et de la musique selon les préférences personnelles, ou permettent une certaine amplitude de compensation pour augmenter la réponse en fréquence globale d'un signal audio.

Ceux-ci sont inestimables pour les équipements standard qui sont souvent combinés avec des unités d'entrée à cristal ou magnétiques, ou pour la radio et l'amplificateur, etc., et qui manquent de circuits d'entrée destinés à une telle spécialisation musicale.

Trois circuits de commande de tonalité passifs différents sont illustrés dans la figure ci-dessous.

Ces conceptions peuvent être conçues pour fonctionner avec un étage de préamplificateur commun comme indiqué en A. Avec ces modules de contrôle de tonalité passifs, il peut y avoir une perte générale d'audio entraînant une certaine réduction du niveau du signal de sortie.

Dans le cas où l'amplificateur en A comprend un gain suffisant, un volume satisfaisant pourrait encore être obtenu. Cela dépend de l'amplificateur ainsi que d'autres conditions, et du moment où l'on suppose qu'un préamplificateur pourrait rétablir le volume. À l'étape A, VR1 fonctionne comme la commande de tonalité, les fréquences plus élevées sont minimisées en réponse à son essuie-glace se déplaçant vers C1.

VR2 est câblé pour former une commande de gain ou de volume. R3 et C3 offrent une polarisation et un contournement de la source, et R2 fonctionne comme la charge audio de drain, tandis que la sortie est acquise à partir de C4. R1 avec C2 sont utilisés pour découpler la ligne d'alimentation positive.

Les circuits peuvent être alimentés par une alimentation 12v DC. R1 pourrait être modifié si nécessaire pour des tensions plus élevées. Dans ce circuit et les circuits associés, vous trouverez une latitude substantielle dans la sélection des grandeurs pour des positions telles que C1.

Au circuit B, VR1 fonctionne comme une commande de coupe supérieure et VR2 comme commande de volume. C2 est couplé à la grille en G, et une résistance de 2,2 M offre le chemin continu de la grille à la ligne négative, les parties restantes sont R1, R2, P3, C2, C3 et C4 comme en A.

Les valeurs typiques de B sont:

• C1 = 10nF
• VR1 = 500k linéaire
• C2 = 0,47 uF
• VR2 = journal de 500 000

Un autre contrôle de coupe supérieur est révélé en C. Ici, R1 et R2 sont identiques à R1 et R2 de A.

C2 de A étant incorporé comme en A. Parfois, ce type de commande de tonalité pourrait être inclus dans un étage préexistant avec pratiquement aucune gêne pour la carte de circuit imprimé. C1 en C peut être 47nF et VR1 25k.

Des magnitudes plus grandes pourraient être essayées pour VR1, mais cela pourrait entraîner une grande partie de la plage audible de VR1 ne consommer qu'une petite partie de sa rotation. C1 pourrait être rendu plus haut, pour fournir une coupe supérieure améliorée. Les résultats obtenus avec différentes valeurs de pièces sont affectés par l'impédance du circuit.

Radio FET à diode unique

Le prochain circuit FET ci-dessous montre un simple récepteur radio à diode amplifiée en utilisant un seul FET et quelques parties passives. Le VC1 peut être un condensateur d'accord GANG de taille typique de 500 pF ou identique ou un petit trimmer au cas où toutes les proportions doivent être compactes.

La bobine d'antenne d'accord est construite en utilisant cinquante tours de fil de 26 swg à 34 swg, sur une tige de ferrite. ou pourrait être récupéré de tout récepteur à ondes moyennes existant. Le nombre de bobinages permettra la réception de toutes les bandes MW proches.

Récepteur radio MW TRF

Le prochain TRF relativement complet Circuit radio MW peut être construit en utilisant juste un coupé de FET. Il est conçu pour fournir une réception casque décente. Pour une portée plus longue, un fil d'antenne plus long pourrait être attaché à la radio, ou bien il pourrait être utilisé avec une sensibilité plus faible en fonction de la bobine de tige de ferrite uniquement pour la prise de signal MW à proximité. TR1 fonctionne comme le détecteur et la régénération est obtenue en tapotant sur la bobine d'accord.

L'application de la régénération améliore considérablement la sélectivité, ainsi que la sensibilité aux transmissions plus faibles. Le potentiomètre VR1 permet le réalignement manuel du potentiel de drain de TR1, et fonctionne ainsi comme une commande de régénération. La sortie audio de TR1 est connectée à TR2 par C5.

Ce FET est un amplificateur audio, pilotant les écouteurs. Un casque complet est plus adapté à une syntonisation occasionnelle, bien que les téléphones d'une résistance CC d'environ 500 ohms, ou d'une impédance d'environ 2k, fourniront d'excellents résultats pour cette radio FET MW. Dans le cas où un mini écouteur est souhaité pour l'écoute, il peut s'agir d'un appareil magnétique à impédance modérée ou élevée.

Comment faire la bobine d'antenne

La bobine d'antenne d'accord est construite à l'aide de cinquante tours de fil 26swg super émaillé, sur une tige de ferrite standard d'une longueur d'environ 5 pouces x 3/8 pouces. Dans le cas où les spires sont enroulées sur un mince tube de carte qui facilite le glissement de la bobine sur la tige, cela pourrait permettre d'ajuster la couverture de la bande de manière optimale.

L'enroulement commencera en A, le taraudage de l'antenne pourra être extrait au point B qui est à environ vingt-cinq tours.

Le point D est la borne d'extrémité mise à la terre de la bobine. Le placement le plus efficace de la prise C dépendra assez du FET sélectionné, de la tension de la batterie et de la combinaison du récepteur radio avec un fil d'antenne externe sans antenne.

Si la prise C est trop proche de l'extrémité D, alors la régénération cessera de démarrer, ou sera extrêmement mauvaise, même avec VR1 tourné pour une tension optimale. Cependant, avoir beaucoup de tours entre C et D entraînera une oscillation, même avec VR1 juste un peu tourné, ce qui affaiblira les signaux.